在电路设计中总会存在着一些不稳定因素，而用来防止此类不稳定因素影响电路效果的回路称作
光耦亦称光电隔离器或光电耦合器，简称光耦。它是以光为媒介来传输电信号的器件，通常把发光器（红外线发光二极管LED）与受光器（光敏半导体管）封装在同一管壳内。当输入端加电信号时发光器发出光线，受光器接受光线之后就产生光电流，从输出端流出，以此来实现了“电光电”转换。以光为媒介把输入端信号耦合到输出端的光电耦合器，该电路采取的是全桥拓扑经过高频变压器转换再整流，实验项目是三相进线KA输出。其中，主回路的保护设计及报警设计是必不可少的。我首先想到的是，通过单片机输出控制继电器动作，而且由于抗干扰的要求，我一定要通过光耦隔离。。于是乎，光耦隔离继电器保护电路设计应需而生。
该继电保护主要隔离应用的是TI公司生产的TIL117光耦芯片。该芯片无需供电，通过光耦二极管上拉15V电源输出15mA即可正常工作，有效隔离了输出侧对主回路的电磁影响。另外该电路还有一个+24V供电电源，大部分继电器设计的时候都需要24V，该电源设计图如下：
该电路主要的稳压芯片采用的是生产设计的UA7824芯片，该芯片输入电压可调范围宽，稳压性能好，功耗低价格低。在继电器电路设计的图纸中，稳压电源我大部分是用的这个芯片。
目前，各式各样的电热水器，正逐渐涌入人们的家庭。各种非高档的电热水器多是加热元件在水中使用，目的是借助水的散热作用使其加热温度不超过 100℃，否则将使加热元件烧坏，故在这类电热水器的外壳上，均标注醒目“先注水后通电”的字样。但有时人们洗完澡后忘关了电源，或者使用中过早关闭水源，把箱体内的水用完烧干，便造成了加热元件损坏的现象。电热水器保安装置，正是为防止热水器因缺水而烧损加热元件而设计的。当电源接通箱体内供水正常时，电热水器安全工作；若箱体内水位低于电加热元件，而又不能继续注水时，立马停止热水器的供电，并发出告警声响与灯光，提醒使用者应该向热水器中注水，否则电热水器的电源不通。
电热水器保安装置的电路原理，如图1所示，它是由水位检测开关电路和报警发声显示电路所组成的。
图中，由三极管BG1、BG2、继电器J及水位检测针组成；电容器C2、氖泡和压电陶瓷片HTD组成报警发声与灯光显示电路。
220V交流电源电容C1降压，二极管D半波整流后，供给BG1、BG2管组成的开关电路。当检测水位高于检测针的位置时，水位检测针因淹没在水中，使BG1、BG2管的基极与发射极短接，导致BG1、BG2管截止，继电器J不动作，其常闭触点J1接通热水器的电源插座电源，常开触点断开报警声光电路；当箱体内的水位低于水位检测针时，由于BG1、BG2管的基极同发射极断开，则BG1、BG2管立即导通，继电器J动作，常闭触点断开热水器插座电源，停止供电，常开触点闭合，接通报警声光电路的电源，发出声光告警。
保护电路与充电技术一样的火热，有关无线充电资料集锦，详情》》》
微机保护的硬件由数据采集系统、CPU主系统、开关量输入输出系统等组成。整体原理图如图1所示。通常整套硬件是用单独的专用机箱组装的。
数据采集系统又称模拟量输入系统，它的作用是将互感器次侧输出的电压、电流等模拟量经过隔离、采样、A／D转换等步骤转化为计算机能接受与识别的数字量，然后经过CPU主系统来进行数据处理与运算，开关量输出输入系统的作用主要是输出跳闸、信号等信息。本文的装置共有8路数据采集输入，其中的一路见图2。该系统中，共有3个部分所组成：互感器与变换器、低通有源滤波器、限压电路。互感器与变换器分别包括电流和电压。互感器的作用是采集母线上的电流和电压，并将其转换成单片机可接受的电流和电压值。这里选择CS- TA1型互感器，一般将二次侧的电流值变为5 A。另外，由于要求实现零序保护，将B相的电流互感器设定为零序互感器。电流变换器是将互感器的二次侧电流再一次变换。MSP430F1611所接收的电压最大值为3．3 V，但作为保护电路，要考虑到瞬时脉冲电流的最大值可能远大于平均值，所以设计的电路能使单片机承受正常电流20倍以上的冲击。
电网上采集的电流电压有高次谐波，不利于软件求出电流平均值，因此要加入低通有源滤波器，见图3。
图3中，Vo：Vi=1+R7／R6，可以选R6=400 ，R，=240 。该有源滤波器的特征频率叫n=1／（RC）。对于工频为50 Hz的交流电，采样频率f=600 Hz。根据香农采样定理，取R8=4 k，C1=1F，能够达到滤波的功能。另外，滤波器的地与单片机的地是一致的。由于MSP430F1611的容许电压是3．3 V，而电网电流可能会产生瞬时脉动而造成单片机的烧毁，因而要有一限压电路。如图4所示。
图4中，因二极管的存在，输入A／D转换器的电压被限制在3．3 V以下。同时两个电阻产生分压效果。当电压过高，会使二极管导通，输入A／D转换器的电压会箝制在3．3 V。CMSP430系列单片机是由美国德州仪器设计开发的。这是一种具有超低功耗特性、功能强大的单片机。它具有解决能力强，运行速度快，功耗低等优点。对微机保护设施的开关量输入／输出，即接点状态的输入／输出可大致分为两类：安装在装置面版上的接点；从装置外部经过端子排引入装置的接点。保护模块不仅要有保护设施，还要与测量显示模块实现异步通信。要从测量显示模块得到设定值及从自身得到闸刀的开关状态，必须要有开关量的输入输出。从其他模块得到的开关量直接接在P3口上，而自身得到的开关量需要有开关量输入电路。
图5中，开关量经过光电隔离后与CPU相连。其中，当输人端为高电平时，输出端为低电平。
生产厂家对IGBT提供的安全工作区有严格的限制条件，且IGBT承受过电流的时间仅为几微秒（SCR、GTR等器件承受过流时间为几十微秒），耐过流量小，因此使用IGBT首要注意的是过流保护。产生过流的原因大致有：晶体管或二极管损坏、控制与驱动电路故障或干扰等引起误动、输出线接错或绝缘损坏等形成短路、输出端对地短路与电机绝缘损坏、逆变桥的桥臂短路等。
对IGBT的过流检测保护分两种情况：（1）驱动电路中无保护功能。这时在主电路中要设置过流检测器件。对于小容量变频器，一般是把电阻R直接串接在主电路中，如图1（a）所示，通过电阻两头的电压来反映电流的大小;对于大中容量变频器，因电流大，需用电流互感器TA（如霍尔传感器等）。电流互感器所接位置：一是像串电阻那样串接在主回路中，如图1（a）中的虚线所示;二是串接在每个IGBT上，如图1（b）所示。前者只用一个电流互感器检测流过IGBT的总电流，经济简单，但检测精度较差;后者直接反映每个IGBT的电流，测量精度高，但需6个电流互感器。过电流检测出来的电流信号，经光耦管向控制电路输出封锁信号，从而关断IGBT的触发，实现过流保护。
（2）驱动电路中设有保护功能。如日本英达公司的HR065、富士电机的EXB840～844、三菱公司的M57962L等，是集驱动与保护功能于一体的集成电路（称为混合驱动模块），其电流检测是利用在某一正向栅压 Uge下，正向导通管压降Uce（ON）与集电极电流Ie成正比的特性，通过检测Uce（ON）的大小来判断Ie的大小，产品的可靠性高。不相同的型号的混合驱动模块，其输出能力、开关速度与du/dt的承担接受的能力不同，使用时要根据真实的情况恰当选用。由于混合驱动模块本身的过流保护临界电压动作值是固定的（一般为7～10V），因而存在着一个与IGBT配合的问题。一般会用的方法是调整串联在 IGBT集电极与驱动模块之间的二极管V的个数，如图2（a）所示，使这些二极管的通态压降之和等于或略大于驱动模块过流保护动作电压与IGBT的通态饱和压降Uce（ON）之差。
上述用改变二极管的个数来调整过流保护动作点的方法，虽然简单实用，但精度不高。这是因每个二极管的通态压降为固定值，使得驱动模块与IGBT集电极c之间的电压不能连续可调。在实际在做的工作中，改进方法有两种：（1）改变二极管的型号与个数相结合。例如，IGBT的通态饱和压降为2.65V，驱动模块过流保护临界动作电压值为 7.84V时，那么整个二极管上的通态压降之和应为7.84-2.65=5.19V，此时选用7个硅二极管与1个锗二极管串联，其通态压降之和为 0.77+0.31=5.20V（硅管视为0.7V，锗管视为0.3V），则能较好地实现配合（2）二极管与电阻相结合。由于二极管通态压降的差异性，上述改进方法很难精确设定IGBT过流保护的临界动作电压值如果用电阻取代1～2个二极管，如图2（b），则可做到精确配合。
另外，由于同一桥臂上的两个IGBT的控制信号重叠或开关器件本身延时过长等原因，使上下两个IGBT直通，桥臂短路，此时电流的上升率和浪涌冲击电流都很大，极易损坏IGBT 为此，还可设为桥臂互锁保护，如图3所示。图中用两个与门对同一桥臂上的两个IGBT的驱动信号进行互锁，使每个IGBT的工作状态都互为另一个 IGBT驱动信号可否通过的制约条件，只有在一个IGBT被确认关断后，另一个IGBT才能导通，这样严格防止了臂桥短路引起过流情况的出现。
IGBT在由导通状态关断时，电流Ic突然变小，由于电路中的杂散电感与负载电感的作用，将在IGBT的c、e两端产生很高的浪涌尖峰电压 uce=L dic/dt，加之IGBT的耐过压能力比较差，这样就会使IGBT击穿，因此，其过压保护也是十分重要的。过压保护可以从以下几个方面进行：
（1）尽可能减少电路中的杂散电感。作为模块设计制造者来说，要优化模块内部结构（如采用分层电路、缩小有效回路面积等），减少寄生电感; 作为使用者来说，要优化主电路结构（采用分层布线、尽量缩短联接线等），减少杂散电感。另外，在整个线路上多加一些低阻低感的退耦电容，进一步减少线路电感。所有这些，对于直接减少IGBT的关断过电压均有较好的效果。（2）采用吸收回路。吸收回路的作用是;当IGBT关断时，吸收电感中释放的能量，以降低关断过电压。常用的吸收回路有两种，如图4所示。其中（a）图为充放电吸收回路，（b）图为钳位式吸收回路。对于电路中元件的选用，在实际在做的工作中，电容c选用高频低感圈绕聚乙烯或聚丙烯电容，也可选用陶瓷电容，容量为2 F左右。电容量选得大一些，对浪涌尖峰电压的抑制好一些，但过大会受到放电时间的限制。电阻R选用氧化膜无感电阻，其阻值的确定要满足放电时间明显小于主电路开关周期的要求，可按RT/6C计算，T为主电路的开关周期。二极管V应选用正向过渡电压低、逆向恢复时间短的软特性缓冲二极管。
（3）适当增大栅极电阻Rg。实践证明，Rg增大，使IGBT的开关速度减慢，能明显减少开关过电压尖峰，但相应的增加了开关损耗，使 IGBT发热增多，要配合进行过热保护。Rg阻值的选择原则是：在开关损耗不太大的情况下，尽可能选用较大的电阻，实际工作中按Rg=3000/Ic 选取。
除了上述减少c、e之间的过电压之外，为防止栅极电荷积累、栅源电压出现尖峰损坏 IGBT，可在g、e之间设置一些保护元件，电路如图5所示。电阻R的作用是使栅极积累电荷泄放，其阻值可取4.7k;两个反向串联的稳压二极管V1、 V2。是为避免栅源电压尖峰损坏IGBT。
IGBT 的损耗功率最重要的包含开关损耗和导通损耗，前者随开关频率的增高而增大，占整个损耗的主要部分;后者是IGBT控制的平均电流与电源电压的乘积。由于 IGBT是大功率半导体器件，损耗功率使其发热较多（尤其是Rg选择偏大时），加之IGBT的结温不能超过125℃，不宜长期工作在较高温度下，因此要采取恰当的散热措施进行过热保护。
编辑点评：在实际在做的工作中，采用普通散热器与强迫风冷相结合的措施，并在散热器上安装温度开关。当温度达到75℃～80℃时，通过 SG3525的关闭信号停止PMW 发送控制信号，从而使驱动器封锁IGBT的开关输出，并予以关断保护。过电流检测是利用场效应管的导通电阻作为检测电阻，监视它的电压降，当电压降超过设定值时就停止放电，在电路中一般还加有延时电路，以区分浪涌电流和短路电流。本文介绍了各种保护电路，供读者品读。
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